【導讀】對于任何需要高速時鐘的產品設計，電磁兼容性(EMC)合規問題可能是一大困擾。本文從電磁(EM)場定向的角度概述了印刷電路板(PCB)設計，旨在幫助讀者一次性通過電磁干擾(EMI)測試。用于降低EMI的技術也將減輕干擾，這體現了通用的PCB布局理念。本文分為三個部分。第2部分通過幾個PCB互連示例，清晰地說明了如何實施第1部分提出的技術。最后，第3部分將討論滿足所提議解決方案的復雜電路板的PCB布局策略。
簡介
為了說明為什么需要使用傳輸線來約束布局中的場能量以管理電磁干擾(EMI)，第1部分介紹了所有必要的物理知識。文章最后簡單列出了需要應對的常見印刷電路板(PCB)布局挑戰，如下所示。
在PCB上，發生以下情況時，通常會失去場約束：
信號在層間轉換
信號在公共接地層上方共用相同的空間
信號在共用接地層上方相互交叉
信號并行運行
出現場邊緣效應
信號沿微帶線或其他有缺陷的傳輸線路傳播
針對這些問題，本文通過兩個例子，剖析了甚至連經驗豐富的工程師也容易忽視的最常見PCB輻射來源。
傳輸線會產生輻射
假設有一個邏輯門，其輸出電壓即將升高。而IC的去耦電容就在附近，那么即將被利用的能量應儲存在哪里呢？它儲存在本地，即去耦電容內部的電介質（空間）中。接下來，設想IC將電荷移動到先前處于地電位的輸出引腳，從而提高其輸出電壓。移動的電荷會產生一個電磁場，該電磁場以光速向外傳播，并對遇到的其他電荷施加力。幸運的是，接地平面是最近的電荷源，而且它具有良好的導電性，只需要很少的能量就能在走線正下方產生一個抵消電荷。電場可確保該抵消電荷盡可能接近邏輯門提供的原始電荷。從此時起，在這個小偶極子之外的較遠位置，電磁場將接近于零。而且，距離這兩個相互抵消的電荷越遠，時間越長，電磁場就越接近于零。對于加速電荷產生的電磁場，去耦電容中以及輸出走線和接地平面之間發生電壓轉換的電介質中，都會出現位移電流。整個電氣小環路中都存在加速電荷（其中一部分由變化的電場提供，即電流）。當電流環路的尺寸相對于觀察距離而言很小時，環路加速段的電磁效應會相互抵消。因此，從遠處看，凈加速電荷似乎為零。
法拉第定律描述的相對論場對于理解EMI至關重要。所有電荷都有庫侖場，但當電荷移動（相對而言）和加速時，還會產生其他兩種電場，這些電場共同形成總電場。運動和加速會“扭曲”庫侖場，使其變成三個分量之和。當電荷作相對運動時，狹義相對論的空間壓縮效應會使原本電中性的電路出現凈電荷。從數學上講，這種現象被稱為磁場，而其本質是相對運動產生的電場。第三個電場，也是最后一個電場，源于電荷的加速，其與原始加速度方向相反且垂直。這兩個額外電場中包含的能量與庫侖場中儲存的能量不同。磁場和橫向電場都是相對論效應的產物，這意味著，它們所蘊含的能量會因情況而異。只有在正交維度視角下，能量才具有真實意義，這導致了一個有趣的結果：空間的一個維度似乎消失了。庫侖場的能量儲存在三維空間中，而這種橫向場的能量則存在并儲存于二維空間中。根據法拉第定律，這意味著當存在該橫向場時（即當電荷加速時），沿任何閉合路徑計算的電場線積分將不為零。這也意味著，該能量隨距離衰減的速度比庫侖場要慢，其擴散是基于表面積，而非體積。
源于加速電荷的橫向場會產生一個相反的場，這個場也會作用于接地平面中的電荷。接地平面中的電荷基于所有三種電力的疊加而移動，凈效應導致抵消電流從所需的方向移動，以消除原始加速電荷的變化磁場。掌握了這些知識，我們就能準確預測信號前沿沿傳輸線傳播時會發生什么。當位移電流沿傳輸線移動時，去耦電容以及傳播前沿之前的傳輸線會看到固定的前向和返回電流。然而，微小電氣片段（長度等于信號走線和接地平面之間距離）沿著傳輸線傳播時，只有波前沿的位移電流才會產生輻射。這段位移電流沒有閉合的回流路徑，所以它產生的電磁場會擴散，引起輻射和EMI。如前所述，前沿之前和之后的傳輸線部分不會產生任何電活動。傳輸線上電壓發生變化的位置所發生的位移電流，是一種經常被忽視的常規輻射源。這段非常微小的加速電荷可能看似無關緊要，但在復雜的電路板上，會有成千上萬條傳輸線在同一時鐘信號下運行。通常情況下，同頻時鐘產生的輻射會在網絡分析儀上以復雜的方式相互疊加，進而可能會形成一個相當可觀的輻射源。
諧振電路
除了不理想的傳輸線之外，普通PCB上還存在著大量諧振電路。這些都是必要的模擬連接，包括運算放大器輸入/輸出網絡、開關電源互連、測量路徑等等。問題是，對于大多數設計人員而言，它們與傳輸線并沒有什么區別。我們可以通過將傳輸線端接電容（或短路），而不是電阻，來將一個正確端接的傳輸線轉變為諧振電路。經過這一簡單的改變，整個電路現在僅包含電抗元件，即傳輸線的L和C以及容性或感性終端。如果線路足夠長或容性端電極足夠大，此電路便可能在較低頻率產生諧振，進而影響電磁輻射。尤其當線路中的電流很大時，這種影響尤為顯著。電流越大，產生的輻射也越強。
在正確端接的傳輸線中，對于每個邊沿，能量只會單向傳輸一次。即使對于0.66倍光速的長傳輸線，哪怕PCB走線非常長，這段小小的輻射也不會持續太久。參見圖1。相比之下，諧振電路沒有任何電阻來消耗能量，因此當輸入一個階躍信號時，線路會以1/2π√LC的頻率持續振蕩，直到能量以輻射的形式散失出去。
圖1.對于正確端接的傳輸線，由于電場變化產生位移電流，在信號轉換的地方將會發生輻射。
最麻煩的諧振電路莫過于開關電源上的熱環路。圖2為兩種開關電源布局。大多數工程師會認為第二種布局很好，但實則不然。熱環路是一個高Q諧振電路，由一些低電阻互連線組成，一端端接至阻抗非常低（高電容）的電源，而另一端連接至降壓MOSFET，如圖所示。簡化電路和仿真如圖3所示。雖然幾納亨的電感和下方400 pF Cds的MOSFET，看似不會在CISPR B級頻率范圍內產生諧振，但實際上卻會產生顯著諧振。此電路簡直是噪聲產生的“完美風暴”。
因為諧振電路恰好位于EMI合規要求的頻率范圍內。
它是一個串聯諧振電路，在諧振時會短路（使電流最大化），并且由低電感電壓源驅動。
圖2.左圖為LT8641A的錯誤熱環路布局。突出顯示的環路很容易在1 GHz以下產生諧振。右圖是開關電源熱環路良好布局的示例。
圖3.上面的仿真強調了管理熱環路電感的重要性。請注意，8 nH熱環路可以在88 MHz時產生諧振。即使這個環路在電氣意義上很小，但由于電流很大，所以會產生強烈的輻射。
圖4.對非理想方波的傅里葉分析表明，每個奇次諧波中都存在能量。這個實際波形也有兩個拐點。一個位于f = 2 fc/(π) (20 dB/dec)，另一個位于1/(π) tr (40 dB/dec)。
它由高壓方波驅動，方波信號包含顯著的諧波成分，并且頻率接近諧振頻率。諧振頻率附近總是伴隨著一定的諧波成分。
由于電路的Q值較高（實部電阻非常低），因此能量會在電感和電容之間來回震蕩，直到所有能量以輻射的形式耗散殆盡。
同步MOSFET的慢速高電容（高于Cds）體二極管會使開關導通時的初始電流最大化。例如，對于VIN = 48 V的降壓轉換器，體二極管在短短1 ns的時間內就可能經受48 V的電壓。對于Cds = 400 pF（不考慮同步開關的導電體二極管的電感和反向恢復電荷），初始電流將為I = Cdv/dt，既約20 A。該電流僅受電感L限制。
由于初始電流非常高，最終在電路諧振頻率附近的諧波中會存儲大量能量。這就是為什么對于不同設計中的相同降壓控制器，在相同頻率下工作時，也會在各種位置出現電磁輻射超標問題。輻射的位置與串聯LC諧振電路的短路點密切相關，同時也受到諧波電流成分的影響。降低基頻電流（降低電壓）或降低開關電源(SMPS)基頻（以較低頻率運行轉換器）會有所幫助，因為這樣做會衰減有害諧波。將擺率降至諧振頻率以下，也能起到改善作用。參見圖3。為了避免這個問題，可以提高該諧振電路的頻率，進而可以消除熱環路。在較高諧振頻率下，諧波成分會低得多（見圖4），較小的電感和電容儲存的能量也會較少。
同樣的問題也存在于柵極導通電路中，但程度要小得多。對于該電路，可以添加10 Ω的柵極電阻來抑制振蕩，并將元件布置得更緊湊以降低電感，從而實現阻尼效果更好、諧振頻率更高的環路。
需要注意的是，電路板上的直流電源系統必須采用低阻抗傳輸線構建。當傳輸線阻抗√((L/C),) 呈現低特性阻抗時，意味著電感(L)較小而電容(C)較大。這可以通過縮短供電走線與接地回路之間的距離來實現。這種幾何結構能為所有接收電力的電路提供更大的能量管道。導體之間距離非常近，因此該結構提供的外部磁場非常小。而由于所有磁場都集中在一個較小的空間中，內部的磁場強度會大大增強。由于薄電介質的存在，電場也會很高，因此坡印廷矢量所描述的功率流P = ExH也會很大。PCB制造工藝存在限制，因此只能通過使用多層電源和接地平面對來降低電路板阻抗，從而改善上述情況。請注意，特性阻抗較高的線路仍然能夠傳輸大量能量。然而，為實現此目的，必須增加線路面積。因為在相同電壓和電流條件下，電介質中的電場（E場）和磁場（H場）強度會降低。電感越大，改變儲存能量所需的時間就越長（負載電流更大），但對于該固定電源，電容上的線電壓根本沒有變化。這意味著，當需要快速改變功率流時，較低電感的線路會更加靈活。
回顧引言中列出的常見PCB布局挑戰，很容易看出上述示例中這些缺陷是如何在不經意之間引入的。在布局中，為調整電路層而暫時斷開傳輸線是很常見的。這種層變化很容易引入一段傳輸線（過孔距離），若不在此附近設置接地縫合過孔，該傳輸線就不會有回流路徑。對于多層電路板，如果多個信號層共用一個接地平面，設計性能可能會受影響。在緊湊型電路板中，走線可能在同一接地平面上長距離平行布線。無論哪種做法，都會導致不同信號產生的電磁場相互影響，造成干擾。最后，與上面描述的過孔類似，微帶傳輸線同樣無法限制信號傳播前沿的磁場。該能量會在電路板平面上自由輻射。
在第3部分中，我們將討論PCB布局策略，以幫助盡可能地避免各種缺陷。此外，基于本文所呈現的兩個示例，第3部分還會增加第三個關于電力傳輸的例子。
結語
本系列的第一篇文章從電場的角度介紹了布局概念，并闡述了支撐所提出布局策略的基礎物理原理。本文是第二篇文章，通過兩個PCB互連示例（傳輸線和諧振電路），說明了一些常見布局做法如何導致電磁干擾(EMI)問題。不合理的電路布局，即使電流很小，也可能因受影響電路的位置、傳輸線數量以及電流強度（如SMPS中的熱環路）等因素，造成干擾和EMI。用于管理EMI和干擾的技術，也能增強PCB對外部電磁場的抗干擾能力。最后，本文探討了僅由電抗元件組成的常用諧振電路，當發生諧振時，前文所討論的缺陷會使其輻射能量。
本系列的下一篇文章將介紹最后一種電路類型，即電力傳輸電路，并將提出一種兼顧電力和信號傳輸的復雜PCB布局策略。
參考文獻
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Howard W. Johnson，Martin Graham。High-Speed Digital Design A Handbook of Black Magic。PTR Prentice Hall，1993年4月。
Ralph Morrison。Fast Circuit Boards。John Wiley & Sons Publications，2018年1月。
作者簡介
James Niemann于2020年3月加入ADI公司，目前擔任現場應用工程師，在美國俄亥俄州克里夫蘭工作。James擁有35年的豐富工作經驗，曾從事測試與測量設備設計工作，目前擔任ADI現場應用工程師。他持有14項專利。
